¿Por qué los comparadores generalmente tienen voltajes de compensación más altos que los opamps?

Necesito comparar una señal con un voltaje constante; la señal oscila entre 0 y 30 mV, y requiero un tiempo de respuesta de 50 ns a una diferencia de 250 µV. La señal es una onda triangular con una velocidad de respuesta en el rango de algunos mV / µs.

Al echar un vistazo a los comparadores ofrecidos por TI , comienzan con un voltaje de compensación de 750 µV, con comparadores 10ns que comienzan en 3000 µV.

Sin embargo, cuando se mira la lista de amplificadores operacionales, estos comienzan con un voltaje de compensación de 1 µV, con amplificadores de 100MHz que comienzan a 100 µV.

Se recomienda encarecidamente usar comparadores, no amplificadores operacionales, para comparar señales, por lo que la única opción que estoy viendo es preamplificar mi señal con un amplificador operacional de alta velocidad y precisión, luego usar un comparador. Sin embargo, esto suena mal. Si esto es posible, ¿por qué los fabricantes de chips no ofrecen esto como una solución monolítica?

La alta velocidad con una pequeña diferencia es difícil de obtener.

Tenga en cuenta que no solo los comparadores tienden a tener mayores voltajes de compensación de entrada que los opamps, sino también un ruido efectivo mucho mayor, ya que para obtener alta velocidad son bestias de banda ancha.

Oliver Collins produjo un artículo hace un par de décadas que muestra que obtiene resultados mucho mejores, es decir, menos tiempo de fluctuación, si precede un comparador rápido con una o más etapas opacas de bajo ruido y baja ganancia, cada una con un filtro de un solo polo en la salida , para aumentar la velocidad de respuesta etapa por etapa. Para cualquier velocidad de respuesta de entrada y comparador final, hay un número óptimo de etapas, perfil de ganancia y selección de constantes de tiempo RC.

Esto significa que los opamps iniciales no se usan como comparadores, sino como amplificadores de pendiente y, en consecuencia, no necesitan la velocidad de respuesta de salida o el producto GBW que se necesitaría para el comparador final.

Aquí se muestra un ejemplo para un amplificador de pendiente de dos etapas. No se dan valores, ya que el óptimo depende de la velocidad de respuesta de entrada. Sin embargo, en comparación con el uso del comparador de salida solo, casi cualquier perfil de ganancia sería una mejora. Si utilizara, por ejemplo, una ganancia de 10, seguida de una ganancia de 100, ese sería un lugar muy razonable para comenzar a experimentar.

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

Obviamente, los amplificadores pasarán mucho tiempo en saturación. La clave para dimensionar los filtros RC es elegir una constante de tiempo tal que el RC elegido duplique el tiempo que le toma al amplificador pasar del punto saturado al punto medio, a la velocidad de respuesta de entrada más rápida. Las constantes de tiempo obviamente disminuyen a lo largo de la cadena del amplificador.

Los RC se muestran como filtros reales después del opamp, no una C colocada a través de la resistencia de ganancia de retroalimentación. Esto se debe a que este filtro continúa la atenuación de ruido de alta frecuencia a 6dB / octava a frecuencias arbitrariamente altas, mientras que un condensador en el circuito de retroalimentación deja de filtrarse cuando la frecuencia alcanza la ganancia unitaria.

Tenga en cuenta que el uso de filtros RC aumenta el retardo de tiempo absoluto entre la entrada que cruza el umbral y la salida que lo detecta. Si desea minimizar este retraso, entonces se deben omitir los RC. Sin embargo, el filtro de ruido que ofrecen los RC le permite obtener una mejor repetibilidad del retraso de entrada a salida, lo que se manifiesta como una menor fluctuación de fase.

Es solo el opamp de entrada que necesita un alto rendimiento en términos de ruido y voltaje de compensación, las especificaciones de todos los amplificadores posteriores se pueden relajar por su ganancia. Por el contrario, el primer amplificador no necesita una velocidad de respuesta o GBW tan alta como los amplificadores posteriores.

La razón por la que esta estructura no se proporciona comercialmente es que el rendimiento rara vez se requiere, y el número óptimo de etapas depende tanto de la velocidad de respuesta de entrada y las especificaciones requeridas, que el mercado sería pequeño y fragmentado, y no valdría la pena. ir tras. Cuando necesite este rendimiento, es mejor construirlo a partir de los bloques que puede obtener comercialmente.

Aquí está el frente del documento, en IEEE Transactions on Communications, Vol 44, No.5, mayo de 1996, a partir de la página 601, y una tabla de resumen que muestra el rendimiento que obtiene al cambiar el número de etapas de amplificación de pendiente y la ganancia distribución de las etapas. Verá en la tabla 3 que para el caso específico de querer una amplificación de pendiente 1e6, mientras que el rendimiento continúa mejorando por encima de 3 etapas, la mayor parte de la mejora ya se ha producido con solo 3 etapas.

Esos amplificadores operacionales con desplazamiento muy bajo (como el TLC2652) tienen un ancho de banda demasiado bajo para lo que desea (aproximadamente 2 MHz), por lo que, de manera realista, necesita comparar manzanas con manzanas. Además, no se especifica en la hoja de datos de ese dispositivo cómo el voltaje de compensación de entrada cambia con el voltaje de entrada de modo común. Para un comparador, se esperan grandes compensaciones de modo común y, en la mayoría de los casos, el voltaje de compensación de un amplificador operacional se especifica en condiciones de señal ideales.

Otro hecho es que la mayoría de los circuitos comparadores usan histéresis y esto supera con creces cualquier cifra fabulosa para el voltaje de compensación debido a que la retroalimentación positiva de la salida depende de los rieles de suministro.

Y aquí está el principal problema con su comparación.

Si mira hacia abajo en la lista de TI después de seleccionar Vos como parámetro de filtro, el primer amplificador operacional que tiene un ancho de banda de 100 MHz o más es el OPA625. Su expectativa de 250 uV produciendo un swing completo en 50 ns significa que la ganancia de CA a 100 MHz tiene que ser (digamos) 5 voltios / 250 uV = 20,000 o 86 dB. Bueno, el OPA625 tiene una ganancia de bucle abierto por debajo de 0 dB a 100 MHz.

Esto significa que su comparación es nuevamente defectuosa. Debe ser realista al hacer comparaciones. Un amplificador operacional de 100 MHz es décadas inferior a un comparador que puede cambiar su salida en 50 ns con un cambio de voltaje de entrada diferencial de 250 uV.

Vamos a diseñar ese circuito. Desea una respuesta de 50 nanosegundos, por lo tanto, 1 / 50nS o 20MHz de ancho de banda es nuestro BW inicial.

¿Qué piso de ruido? Para una baja tasa de aparición de DISPARADORES FALSOS, la potencia de ruido debe ser 10 dB más débil que el ruido de la señal (produce 0.1% de errores de bit). Nuestro ruido total integrado debe ser 250uV / 10dB o 250uV / 3.16 u 80 microVolts RMS. En 20MHz BW.

Para encontrar la densidad de ruido (y, por lo tanto, el Rnoise permitido), dividimos 80uV por sqrt (bW) u 80u / sqrt (20,000,000) u 80u / 4,500 o 18 nanoVolts / rtHz. Con 1Kohm siendo 4nanoVolts / rtHz, podemos usar valores Rnoise de 20,000 ohmios.

Sugiero el amplificador de banda ancha RCA / Harris CA3011 con 3 etapas de ganancia diferencial. La hoja de datos dice que (típicamente) limitará a 600 microvoltios de entrada, y que la salida de onda limitada / cuadrada es ciertamente adecuada para conducir un comparador rápido. La hoja de datos dice que NoiseFigure es 9dB a 4.5MHz, dado un paso de entrada 1: 2 (resonador PI) de 50 Ohms.

Ahora, sobre ese voltaje de compensación incierto .....