Necesidad de compensación de temperatura del espejo actual

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Actualmente estoy aprendiendo sobre las configuraciones de espejo actuales. He hecho dos de ellos hasta ahora. Ambos funcionaron según lo deseado pero, cuando se calentaron o enfriaron, la corriente a través del lado derecho (el lado de donde se toma la salida) disminuyó o aumentó significativamente con pequeñas diferencias de temperatura.

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

Rload para ambos circuitos fue baja o en cortocircuito a + 10V. Ambos circuitos se configuraron para reflejar la corriente de 500 uA. Todos los transistores fueron emparejados a mano (todos están muy cerca uno del otro en lo que respecta a beta).

Sin la degeneración del emisor, ambos circuitos se vieron significativamente afectados por la temperatura, especialmente la Fig. A, donde la corriente a través de cambió en 100 uA o más (1 segundo de calentamiento) cuando toqué Q1 o Q2 con la punta de un dedo; pero como los transistores Q4 y Q5 se tocaron con la punta de un dedo, la corriente a través de cambió en 50 uA (1 segundo de calentamiento también), que es menor que en el primer ejemplo pero aún demasiado. R l o a d 2Rload1Rload2

Con la degeneración del emisor, ambos circuitos mejoraron en gran medida su estabilidad de temperatura. Por ejemplo (los añadidos fueron 1 kOhm) si me refiero a la Fig. B, la corriente a través de cambió solo en 10 uA (cuando se calentó en aproximadamente 1 segundo), mientras que el resultado con la Fig. A fue un poco peor.R l o a d 2ReRload2

Ambos circuitos se mejoran a medida que se agrega la degeneración del emisor a Q1 / Q2 o Q3 / Q4. En ambos ejemplos, la corriente a través de Q1 o Q3 fue aproximadamente constante en todo momento, pero la corriente a través de Q2 o Q5 ni siquiera estuvo cerca de eso.

  • ¿Hay alguna forma de compensar cualquiera de los circuitos que se muestran aquí, debido a la temperatura variable? Pensé que Q5 iba a corregir el error de variación de temperatura en la corriente, pero obviamente no lo hizo.
Keno
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La comparación Vbe vs T es importante, no solo beta, que es una ventaja para un IC bandgap Vref. ¿Puedes hacer que estén térmicamente acoplados pero aislados del ambiente?
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75
Creo que te estás perdiendo el punto. No espere poder estabilizarlo si calienta los transistores de manera diferencial. Toda la matemática cae sobre borracho y vomita. Esperas demasiado
Andy alias
@ TonyStewart.EEsince'75 Entiendo que otros parámetros como Vbe, beta, Early Voltage, etc. importan, pero beta es solo un parámetro que se puede medir fácilmente en mi multímetro. ¿Crees que un espejo con acoplamiento térmico mejoraría la estabilidad de la temperatura?
Keno
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sí, por supuesto ... pero puedes probar esto con cambios de temperatura simultáneos y diferenciales
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75
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Su problema es principalmente la temperatura diferencial, pero para pequeñas diferencias no pase por alto el hecho de que la corriente a través de la resistencia establecida depende de la temperatura debido a que el Vbe cae del suministro. Si fuera un voltaje más bajo, la dependencia sería más significativa.
Spehro Pefhany

Respuestas:

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Los tres pasos principales son

a) Use tanta degeneración del emisor como pueda
b) Haga coincidir las temperaturas de Q1 y Q2
c) Haga coincidir la disipación de Q1 y Q2

Para (b), como mínimo, pegue Q1 y Q2 juntos. Mucho mejor es usar un conjunto de transistores monolíticos como el CA3046, que consta de 5 transistores fabricados en el mismo sustrato. Para un par térmicamente emparejado realmente duro, el par LM394 'SuperMatch' usa miles de troqueles de transistores conectados como un tablero de ajedrez.

Q5 no solo aumenta la impedancia de salida, sino que también controla la disipación en Q4. Juega con series de gotas en la base Q5 o en el emisor para igualar la coincidencia de disipación Q3 / 4.

Una solución un poco más complicada con menos ancho de banda pero mucha más precisión es eliminar Q1 y usar un amplificador operacional para conducir Q2 para igualar las caídas de voltaje en Re1 / 2. Reemplazar Q2 con un FET elimina cualquier contribución de variación beta a la precisión de salida. Entonces solo debe preocuparse por la deriva del amplificador Vos con la temperatura y las resistencias tempco o Re1 / 2.

Neil_UK
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¿Disipación de partido? ¿Disipación de potencia? La corriente debería ser mayormente igual a través de Q1 y Q2, pero lo que sucede con el voltaje Vce a través de Q2 depende principalmente de la resistencia de carga a aplicar. Si eso es lo que querías decir, de lo contrario, me pareció muy útil.
Keno
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@Keno Hay diferencias significativas en el VCE para los dos BJT en el circuito de la Figura A. Eso puede conducir a un calentamiento muy diferente en los dos BJT de espejo. Figura B, dado que hay un VBE para el VCE de Q4 y dos VBE para el VCE de Q3, debería haber dos veces el calentamiento en uno frente al otro, pero eso es mejor (al menos alguna mitigación de las diferencias) debido al efecto de compensación temprano agregado al arreglo Q5 .
jonk
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Si desea mantener ambos transistores a la misma temperatura, deben tener la misma disipación (es decir, la misma corriente y el mismo voltaje). Esto también suaviza algunas de las otras fuentes de error (como el voltaje temprano). Su segundo esquema no logra exactamente esto, ya que el Vce de un transistor es más alto que el otro. Aquí vamos:

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

Este es un espejo Wilson completo y el papel de Q3 es soltar un Vbe para igualar el Vce de Q1 / Q2.

Una fuente barata de BJT de doble coincidencia es DMMT3904 y otros transistores duales. No son monolíticos, por lo que la coincidencia y el seguimiento de la temperatura no son tan buenos como los elegantes, pero son baratos.

Sin embargo, si desea la máxima precisión, tendría que usar un opamp de bajo desplazamiento.

peufeu
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Le había escrito a Keno sobre esto, pero aún no había mencionado los detalles que agregó sobre el BJT adicional en el Wilson completo. Buena adición +1 Está explorando estas ideas en protoboards y calentando cosas de manera diferencial para ver qué sucede. (Estoy bastante impresionado por sus exhaustivas pruebas para ver comportamientos que él necesita para luego comprender mejor). Ninguno de estos circuitos, el suyo o el de Neil, discute métodos para la compensación beta. (Las resistencias de emisor son sobre ISAT / VBE más compensación de temperatura, no beta). Dado que está haciendo cosas discretas, debe retroceder 50 años para ver cómo Widlar manejó estas cosas.
jonk
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Sí, en este día y edad, se siente bien ver a alguien que aprende electrónica y en realidad experimentos y trata de comprender los detalles en lugar de simplemente golpeando un Arduino en la parte superior de la misma ...!
peufeu
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Para lograr fuentes de corriente coincidentes, use matrices de transistores como el RCA CA3046 (original). Ahora se vende por Harris o Intersil. La coincidencia es con la base del emisor de 5milliVolts, que es aproximadamente el 10%. Para mejor que eso, dado que no tiene forma de usar múltiples franjas de emisor e interdigitarlas, necesitará resistencias de degeneración de emisor.

analogsystemsrf
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Me encantaría ver un CA3096 mejorado donde los PNP laterales bajos están hechos para funcionar de manera comparable con los NPN en el dispositivo. Necesito NPN / PNP mixtos en el mismo dado. Probablemente tendré que negociar la maldita cosa si alguna vez quiero conseguir uno.
jonk
Motorola solía vender eso. Los usé para construir una pinza activa en el nodo de suma de un ADC. Era demasiado lento porque estaba ignorando la capacitancia de Miller del amplificador de pinza de realimentación. Con respecto a NPN y PNP igualmente rápidos, Harris Corp en Melbourne FLA tiene opamps aislados dieléctricamente, diseñados para funcionar bien en entornos de flujo de radiación, probablemente por lo que los sistemas de guía inercial en ojivas continuarán funcionando con precisión durante una atmósfera atómicamente ocupada.
analogsystemsrf
@ Jonk Gracias por la mención de Chabay, hace meses. Una buena lectura Con respecto a los transistores en el mismo troquel, todavía habrá desajustes térmicos transitorios en el marco de tiempo de 114 uS, suponiendo que los dispositivos estén separados por 100 micrones. Si los FET con franjas interdigitadas (como se pueden hacer difpairs) con un espacio de Ma a Mb de 10u, la tau térmica será 100 veces más rápida (su ley cuadrada inversa) a 1.14uS; a 1 micra, la tau térmica es de 11,4 nanosegundos.
analogsystemsrf
Interesante información adicional sobre las constantes de tiempo. Esto está fuera de mis experiencias de aficionado, pero igual de interesante.
jonk
@ jonk Utilizamos estos efectos térmicos constantes en el tiempo en la herramienta Signal Chain Explorer para predecir la distorsión térmica de los circuitos OpAmp, incluido el calentamiento de los diffpairs debido a los cambios de corriente de salida (veces VDD de opamp, como cambio aproximado de calor). Lo mismo para resistencias. Un metro cúbico de silicio tiene una Tau térmica de 11.400 segundos, que es el inverso de la difusividad térmica constante de la física. Un micrón cúbico, 1 millón X más pequeño, es un billón X más rápido a 11.4 nanosegundos.
analogsystemsrf