Conducir cargas altamente inductivas destruye al conductor mosfet

Antecedentes

Estoy intentando generar algunos voltajes relativamente altos (> 200KV) usando un sistema de bobinas de encendido. Esta pregunta trata de una sola etapa de este sistema que estamos tratando de generar en algún lugar alrededor de 40-50KV.

Originalmente, el generador de funciones se usaba para controlar directamente los MOSFET, pero el tiempo de apagado era bastante lento (curva RC con el generador de funciones). A continuación, se construyó un buen controlador BJT de tótem que funcionó bien, pero aún tenía algunos problemas con los tiempos de caída (el tiempo de subida fue excelente). Entonces, decidimos comprar un montón de controladores de puerta MCP1402 .

Aquí está el esquema (C1 es la tapa de desacoplamiento para el MCP1402 y se encuentra físicamente cerca del MCP1402):

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

El propósito de los transistores al principio es evitar que los voltajes negativos que salen de nuestro generador de funciones (es difícil de configurar y fácil de atornillar) lleguen al MCP1402. Nuestros tiempos de caída que se envían al MCP1402 son bastante largos (1-2uS) debido a esta disposición cruda, pero parece haber una histéresis interna o algo que impide que esto cause problemas. Si no hay y estoy destruyendo el controlador, avíseme. La hoja de datos no tiene ningún parámetro de tiempo de subida / bajada de entrada.

Aquí está el diseño físico:

El cable azul va a la bobina de encendido y el cable negro va a la tira de tierra en la mesa. El TO92 superior es el PNP y el TO92 inferior es el NPN. El TO220 es el MOSFET.

Experimentar

El problema que acaba de afectar a este diseño ha sido una combinación de timbres en la línea de la puerta y tiempos de cambio lentos. Hemos destruido más MOSFET y BJT de tótem de los que me gustaría recordar.

El MCP1402 parecía haber solucionado algunos de los problemas: sin timbres, tiempos de caída rápidos; Se veía perfecto. Aquí está la línea de la puerta sin la bobina de encendido conectada (medida en la parte inferior del pin de la puerta del MOSFET, donde el cable verde y blanco está enchufado arriba):

Pensé que se veía genial y enchufé la bobina de encendido. Eso escupió esta basura:

Esta no es la primera vez que veo esta basura en mi línea de entrada, pero es la primera vez que tengo una buena foto de ella. Esos transitorios de voltaje exceden los Vgs máximos del IRF840.

Pregunta

Después de capturar la forma de onda anterior, rápidamente apagué todo. La bobina de encendido no produjo chispas, diciéndome que el MOSFET estaba teniendo dificultades para apagarse de manera oportuna. Mi pensamiento es que la puerta se disparó automáticamente al sonar y cortar nuestro pico de di / dt.

El MOSFET era increíblemente cálido, pero después de enfriarse un poco se comprobó con el multímetro (alta impedancia entre la fuente de la compuerta y el drenaje de la compuerta, baja impedancia entre la fuente de drenaje después de la compuerta de carga, alta impedancia entre la fuente de drenaje después de descargar la compuerta) . Sin embargo, al conductor no le fue tan bien. Eliminé el MOSFET y simplemente pegué una tapa en la salida. El conductor ya no cambió y simplemente se calentó, así que creo que se destruyó.

$2\Omega$

1. ¿Qué demonios destruyó el conductor? Mi pensamiento es que los transitorios de puerta grande encontraron su camino de regreso a la puerta y de alguna manera excedieron la corriente inversa máxima de 500 mA.

2. ¿Cómo puedo suprimir este timbre y mantenerlo limpio cuando conduzco la carga inductiva? La longitud de mi puerta es de unos 5 cm. Tengo una selección de ferritas que podría usar, pero honestamente no quiero hacer explotar a otro conductor de la puerta hasta que alguien pueda explicarme por qué sucedió esto. ¿Por qué no ocurre hasta que conecto una carga altamente inductiva?

3. No hay diodo inverso sobre la bobina de encendido primaria. Esta fue una decisión consciente de evitar limitar nuestros picos de voltaje, pero podría estar mal informada. ¿Limitar el pico de voltaje primario con el diodo limitaría el pico de voltaje secundario? De lo contrario, con mucho gusto pondría uno sobre él para evitar la necesidad de los MOSFET 1200V más caros. Hemos medido el pico de voltaje de drenaje a la fuente a aproximadamente 350 V (resolución ~ 100 nS), pero eso fue con un controlador de puerta más lento, por lo que hubo menos di / dt.

4. Tenemos una selección de IGBT de 1200V que podrían usarse (solo están sentados aquí en mi escritorio). ¿Tendrían tantos problemas como los MOSFET que manejan este tipo de carga? Fairchild parece sugerir el uso de estos.

Editar:

Acabo de hacer una simulación LTSpice de colocar el diodo sobre el primario para proteger mi MOSFET. Resulta que derrota el propósito del circuito. Aquí está el voltaje secundario simulado antes (izquierda) y después (derecha) de colocar el diodo a través del primario:

Entonces, no puedo usar un diodo de protección, parece.

Santa carpa! ¿Estás tratando de hacer 10s de nsec cambiando en una placa sin soldadura? ¿Y no tienes un diodo flyback en tu transformador?

Si va a hacer esto, debe aprender a respetar el cambio rápido y los parásitos inductivos. Vaya a un plano de tierra y haga que todas sus rutas de conmutación sean lo más cortas posible. Además, coloque una tapa de 100 uF (tantalio para elegir) en su MCP1402 para darle al diodo de retorno algo para conducir además de los cables largos a la batería.

¿Ves esos baches regulares en tu forma de onda sin carga? Son oscilaciones de ~ 40 MHz y no son una buena señal.

Una combinación de la capacidad de transferencia inversa del IRF840 (120pF), el dv / dt del voltaje de drenaje y el controlador bastante débil (MCP1402) es mi mejor suposición.

Para empezar, lea la hoja de datos en el controlador: en la página 3 dice que la "protección de enclavamiento soporta la corriente inversa" es típicamente mayor que 0.5 amperios, eso es una pista de por qué ese dispositivo podría estar fallando.

Lo siguiente es Q = CV o, dq / dt = I = C dv / dt.

Estoy pensando que la corriente a través del 120pF con un gran cambio en dv / dt en el drenaje es más de lo que el conductor puede soportar. Justo antes de que la imagen del alcance se vuelva mala, veo algo así como un cambio de 10V en aproximadamente 20ns, por lo tanto:

I = 120pF x 10V / 20ns - eso es 60mA pero es solo el voltaje que se ve en la puerta - podría ser diez o cien veces más grande en el drenaje y, por lo tanto, la corriente podría ser de 600mA a 6A forzando su paso a través del condensador parásito inverso en el chip del controlador

Esta es mi sospecha de todos modos. Usaría un controlador capaz de diez amperios o al menos encontraría uno que pueda hacer frente a una corriente inversa de diez amperios.

Andy tiene algo, creo, con la capacidad de la compuerta de drenaje.

Pero también: Mida lo que esto le está haciendo al suministro de 12V. Ese sería un camino alternativo para los picos a través del controlador de la puerta. Actualmente está mostrando un solo condensador de 0.1uF como desacoplamiento, y sospecho que eso no es suficiente. Es posible que necesite un amplio espectro de desacoplamiento desde 10nF hasta 100 uF o más, y si eso no es suficiente, considere alimentar el controlador de puerta y los dispositivos electrónicos sensibles desde un filtro LC y su propio desacoplamiento local.

Simplemente coloque el condensador 220..470nF MKP paralelo al transformador para amortiguar el alto voltaje pico producido por la bobina de inducción. Ahora la corriente interrumpida irá al condensador destruyendo FET.

Esto se hace en todos los televisores CRT y monitorea la etapa de salida horizontal.