He construido un circuito discreto H-Bridge para ejecutar un motor de limpiaparabrisas de 12V razonablemente robusto. El circuito está debajo (EDITAR: vea aquí para obtener un PDF más grande , StackExchange no parece permitirle expandir la imagen):
RM: Vea una imagen imgur más grande aquí : el sistema las guarda, pero solo se muestran en tamaño pequeño. También accesible a través de "abrir imagen en nueva pestaña"
Levantando la placa, comencé con el modo de ciclo de trabajo 100% (no PWM), y lo encontré funcional, así que comencé a PWMing uno de los MOSFET de canal N del lado bajo. Esto también parecía estar bien, aunque causó un calentamiento notable en el schottky del lado alto en el lado PWM del puente desde la punta inductiva.
Luego comencé PWM a los MOSFET de lado alto y bajo en un esfuerzo por disipar los picos inductivos de manera más eficiente. Esto también (con lo que probablemente fue una cantidad excesiva de tiempo muerto), parecía estar funcionando bien, con el diodo del lado superior manteniéndose frío.
Sin embargo, después de ejecutarlo durante un tiempo usando un interruptor para variar el ciclo de trabajo en vivo, bajé la velocidad de aprox. Ciclo de trabajo del 95% al 25%, algo que había hecho varias veces antes. Sin embargo, en esta ocasión, hubo un estallido de alta corriente repentina y repentina, y los controladores MOSFET TC4428A habían explotado.
Estos fueron los únicos componentes que explotaron: los MOSFET en sí están bien, así que estoy descartando cualquier muppetry de disparos de mi parte. Mi mejor explicación hasta ahora es una cantidad excesiva de retroceso inductivo, o (más probablemente) demasiada energía regenerativa del motor que desacelera para que la fuente de alimentación pueda lidiar. El TC4428A tiene la clasificación de voltaje más baja dentro del puente (18 V, máximo absoluto 22 V), y creo que el voltaje ha aumentado demasiado alto demasiado rápido.
Estaba ejecutando el lado de 12V de esta placa desde una fuente de alimentación lineal de mesa antigua, con cables relativamente largos entre ella y la placa. Me imagino que esto no fue realmente capaz de disipar el aumento de voltaje.
No creo que los TC4428A se hayan sobrecargado en términos de carga dinámica de los MOSFET; Estaba PWMing a una velocidad relativamente baja (alrededor de 2.2kHz), y los MOSFET en sí mismos no tienen una carga de puerta total particularmente alta. Parecían mantenerse frescos durante la operación, y además, los controladores A y B explotaron, a pesar de que solo el controlador B era PWMed.
¿Mi hipótesis parece razonable? ¿Hay algún otro lugar donde debería estar buscando? Si es así, ¿es la aspersión liberal de algunos diodos TVS robustos alrededor de la placa (en la entrada de la fuente de alimentación y entre los terminales de salida del puente) una forma razonable de lidiar con la condición de sobretensión? No estoy seguro de querer pasar a una configuración de tipo de resistencia de frenado conmutada (es solo un "pequeño" motor de engranajes de 2.5A o más de 12V ...).
Actualizar:
He colocado un TVS de 1500W en los terminales de suministro de 12V (un SMCJ16A ); Esto parece estar sujetando la sobretensión durante el frenado a poco menos de 20 V (esto muestra el voltaje de suministro; se ve una forma de onda idéntica entre las puertas MOSFET y 0 V):
No es bonito, y probablemente aún sea demasiado alto (el voltaje de sujeción del SMCJ16A es de 26 V a la corriente máxima: 57 A, mientras que nuestro TC4428A absoluto máximo es de 22 V). He pedido algunos SMCJ13CA y colocaré uno en el suministro y otro en los terminales del motor. Prefiero temer que incluso con un TV de 1.5kW no va a durar; puede ver que parece estar apretando durante unos 80 ms aproximadamente, que es un período largo para un televisor. Dicho esto, parece mantenerse fresco. Por supuesto, con la carga real en el eje ... tal vez pueda estar implementando una solución de resistencia de frenado conmutada después de todo.
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Respuestas:
FDD6637 MOSFET hoja de datos aquí
TC4428A hoja de datos aquí
Independientemente de la supervivencia de los MOSFET, hasta ahora :-), agregaría compuerta a zeners de origen a los FET para sujetar los voltajes acoplados a Millar de la carga inductiva.
Esto también puede abordar su problema observado. El análisis lógico sugiere que no :-( - pero la capacitancia de Murphy y Millar puede hacer magia poderosa. Los controladores TC4428 suenan bastante robustos (si se cree en la hoja de datos) con protección contra las ofensas más normales. Tienen un máximo absoluto de 22V Vdd se espera que la capacidad nominal y la capacidad de absorber hasta 500 mA de corriente inversa 'forzada' en la salida bloqueen la retroalimentación inductiva a través de las compuertas MOSFET. Pero, los zeners de compuerta cuestan poco, definitivamente ayudan a proteger los MOSFET en situaciones como esta, y son muy Es poco probable que empeore las cosas.
Algunas fuentes de alimentación no tomarán corriente inversa y otras lo harán mal.
¿Ha verificado el suministro para ver cómo se comporta? Un medidor (mejor un osciloscopio) en el suministro durante el frenado puede dar pistas. Un condensador muy grande puede ayudar, pero esto ayudará al suministro si es capaz de disipar energía, pero no lo suficientemente rápido, pero solo enmascara el problema si el suministro es inherentemente incapaz de absorber energía.
Una resistencia en serie con un zener (o equivalente eléctrico) como carga ayudará a la disipación de frenado (pero el zener toma 12 / Nths de la potencia para el aumento de N voltios.
Por ejemplo, un TLV431 que cambia en una carga grande tan pronto como V + supera los 12.5 V y lo deja en cuanto se restablece el pedido, suena como una solución simple y de bajo costo para absorber la energía de frenado.
Tengo 2 "motores de limpiaparabrisas de 300 vatios" (indio, camiones, para el uso) que tengo la intención de utilizar en un prototipo en el futuro inmediato. Debe ser divertido :-).
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Estoy de acuerdo con su conclusión, es el frenado regenerativo que sobrevoltea la fuente de alimentación.
Como nota al margen, debe agregar más condensadores en la fuente de alimentación: recuerde que la corriente de ondulación de conmutación de HF se maneja con estas tapas, por lo que deben clasificarse para esta corriente de ondulación. Dudo que los dos 220 µF sean ...
Ahora, ¿cómo evitar soplar los controladores?
Si el 12V proviene de una batería de plomo ácido, el frenado regenerativo simplemente cargará la batería. Debe verificar que puede tomar la corriente, pero si esto es simplemente para detener el motor (y no un vehículo que va cuesta abajo), entonces la energía será pequeña y estará bien.
Sin una batería, una solución simple sería un comparador monitoreando el suministro. Cuando excede, digamos, 17V, el comparador enciende un MOSFET que extrae corriente a través de una resistencia de alta potencia. Y cuando el voltaje cae por debajo, digamos, 15V, apaga el MOSFET. Esto hará PWM por sí mismo a una frecuencia que depende de la capacitancia e histéresis del riel, por lo que se requiere histéresis. Usar una gran resistencia será más barato que disipar energía en silicio.
Sin embargo, también puedes hacerlo gratis:
El microcontrolador controla la tensión de alimentación. Cuando es demasiado alto, establece ambos FET del lado bajo en ON, lo que provoca un cortocircuito en el motor. Deja de cargar la fuente de alimentación y en su lugar disipa la energía en su propia resistencia interna.
En este caso, el motor frenará más lentamente, por supuesto, ya que tiene 0V a través de él en lugar de 12V con la polaridad que haría que frenara con fuerza. Pero esta solución no cuesta nada, y es simple y a prueba de balas.
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