Patadas rectificadoras de convertidor de puente completo

Estoy en el proceso de construir un convertidor DC / DC aislado de 8kW, topología de puente completo.

Estoy viendo algunos fenómenos interesantes en los diodos. Cuando cada diodo se polariza inversamente, aparece un pico de voltaje a través del diodo, antes de establecerse en el voltaje esperado del bus de CC. Estos son diodos rápidos de 1800V (tiempo de recuperación especificado de 320nS), y los picos alcanzan 1800V con solo 350VDC en el secundario, muy por debajo de mi objetivo de voltaje de salida. El aumento del tiempo muerto no ayuda; la patada aún aparece cuando el diodo tiene polarización inversa, y es igual de grande.

Mi sospecha es que el estrangulador de salida mantiene los diodos sesgados hacia adelante durante el tiempo muerto. Luego, cuando el voltaje del transformador comienza a aumentar en el otro medio ciclo, el diodo se polariza inversamente instantáneamente lo suficiente como para aparecer como un corto a través del devanado del transformador. Luego, cuando el diodo se recupera, esa corriente se corta, causando la patada que estoy viendo.

He intentado algunas cosas. En un momento, agregué un diodo flyback en paralelo a mi puente. Usé los mismos diodos de recuperación rápida que están en mi puente. Esto no tuvo un efecto aparente en los picos. Luego intenté agregar una tapa de .01 uF en paralelo a mi puente.

Esto redujo los picos a un nivel más manejable, pero la impedancia reflejada de ese límite causó problemas significativos en el primario. ¡Mis tapas amortiguadoras han duplicado su temperatura!

Se presentan algunas posibilidades:

1) He diagnosticado el problema incorrectamente. Estoy 95% seguro de que estoy viendo lo que creo que estoy viendo, pero me he equivocado antes.

2) Use un rectificador síncrono. No debería tener problemas de recuperación inversa con eso. Desafortunadamente, no conozco ningún JFET de bloqueo inverso en este rango de potencia, y no existe un MOSFET de bloqueo inverso. Los únicos IGBT de bloqueo inverso que puedo encontrar en este rango de potencia tienen peores pérdidas que los diodos.

EDITAR: Me acabo de dar cuenta de que he estado malinterpretando la naturaleza de un rectificador síncrono. No necesito FET de bloqueo inverso; los FET conducirán la fuente de drenaje.

3) Use diodos de recuperación cero. Nuevamente, problemas con pérdidas y costos.

4) Desaire las patadas. Parece que consumiría demasiada energía, del orden del 20% de mi rendimiento total.

5) Agregue núcleos saturables en línea con los diodos. Dos de los núcleos saturables más grandes que pude encontrar apenas abolieron mis patadas.

6) Utilice una topología resonante de conmutación de corriente cero. No tengo experiencia en esa área, pero parece que si la corriente en el primario cambia más suavemente, el voltaje en el secundario también debería cambiar más suavemente, dando a los diodos más tiempo para recuperarse.

¿Alguien más ha lidiado con una situación similar? Si es así, ¿cómo lo resolvió? Editar: hoja de datos FET del lado primario aquí .

La flagelación de los FRED

Los convertidores alimentados por voltaje con aislamiento de transformador exhibirán timbres en el secundario. El zumbido es causado por inductancias parásitas y capacitancias en el circuito, siendo los elementos dominantes la inductancia de fuga del transformador ( ) y la capacitancia de unión ( ) de los diodos del puente. La hoja de datos del diodo muestra de 32pF. Voy a hacer una suposición ingenua a de 500nH, pero tendrá que medirse para saber realmente. Entonces, un LC de 500nH y 32pF es lo que debe ser rechazado. C j C j L $L_ {\text {Lk}}$$C_j$$C_j$$L_ {\text {Lk}}$

La amplitud de la punta sin desaire será de , donde es la relación de transformación del transformador y el factor 2 es lo que obtienes para una resonancia Q alta. $2 n V_ {\text {in}}$$n$

Existen diferentes tipos de amortiguadores de voltaje; Sujeción, transferencia de energía resonante y disipativa. Los tipos de sujeción y resonancia requieren más piezas y cierta participación de interruptores activos, lo que creo que los hace poco prácticos para este caso. Entonces, solo voy a cubrir amortiguadores disipativos porque son los más simples y funcionan bien con interruptores pasivos (como diodos o rectificadores síncronos).

La forma de amortiguador disipativo que cubriré es una serie RC colocada en paralelo con cada diodo puente.

Algunos datos sobre amortiguadores de amortiguación RC:

• Se trata de la coincidencia de impedancia. No puede elegir el valor de resistencia del amortiguador . El LC parásito lo determina por la impedancia característica Zo. $R_d$
• Puedes elegir el valor de la tapa del amortiguador . Eso es importante ya que el valor de límite establece la pérdida del amortiguador ( ) como . Donde V es el voltaje del pedestal y F es la frecuencia de conmutación. La tapa del amortiguador debe proporcionar una baja impedancia en la resonancia LC de los parásitos, por lo que debe ser varias veces . P Rd C d F V 2 C $C_d$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$$C_j$

Algunas pautas y qué esperar con los amortiguadores de amortiguación RC:

• Para de 500nH y de 32pF, Zo será 125Ohms. Entonces, sería 125 para que coincida con Zo. Es posible que tenga que ajustar esto un poco, ya que no es lineal y se cae con voltaje inverso. C j R d C $L_ {\text {Lk}}$$C_j$$R_d$$C_j$

• Elección de la tapa del amortiguador : Elija . Los valores más altos en el rango proporcionan una mejor amortiguación. Por ejemplo, de dará como resultado un voltaje máximo de diodo de , mientras que de dará como resultado un voltaje máximo de diodo de . 3 C j ≤ C d ≤ 10 C j C d 3 C j 1.5 n V en C d 10 C j 1.2 n V $C_d$$3 C_j\leq C_d\leq 10 C_j$$C_d$$3 C_j$$1.5 n V_ {\text {in}}$$C_d$$10 C_j$$1.2 n V_ {\text {in}}$

• El rendimiento del amortiguador disipativo no mejorará para valores de superiores a . $C_d$$10 C_j$

Pérdida de potencia , con un voltaje de pedestal de 1250V y F de 50KHz. $P_ {\text {Rd}}$

• Si es o 100pF, = o 7.8W. $C_d$$3 C_j$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$
• Si es o 330pF, = o 25.8W. $C_d$$10 C_j$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$

$C_d$ de proporciona la mejor amortiguación con un voltaje pico de 1.2 veces el voltaje del pedestal, pero puede ahorrar algo de energía con tapas de amortiguación más pequeñas si puede soportar el voltaje pico más alto.$10 C_j$

Este es un problema clásico de snubbering. Un diodo no puede pasar instantáneamente de la conducción al bloqueo; la carga en la unión PN debe ser eliminada, y un amortiguador RC en cada diodo debería ayudarlo.

Solía ​​diseñar arrancadores suaves industriales y en las unidades de media tensión tuvimos mucho trabajo de diseño en torno a este aspecto en particular. Ha pasado mucho tiempo desde que trabajé en esta industria en particular, así que no recuerdo los valores del amortiguador, pero probablemente comenzaría con 0.1uF y tal vez 49 ohmios y vería dónde las cosas comienzan a temblar a partir de ahí.

¡60A corriente de recuperación inversa! (de la hoja de datos) Eso tiene que ir a algún lado ...

Al igual que Andrew Kohlsmith, mi primer pensamiento sería un amortiguador RC en CADA diodo, pero soy reacio a dar una respuesta a menos que pueda encontrar precedentes con un poder similar. Andrew parece tener la experiencia para hacer ese juicio; no haber trabajado en energía industrial, no lo hago!

Pero ejecutemos algunos números: como su corriente directa promediará algo así como 25A (8kw, 350V) usemos el mismo valor para Irm - 25A * Trr = 230ns da una carga almacenada de 5.75 uC, que cargaría un capacitor de 0.1uf a un 57V más manejable. Pero 25A * 49R es un poco alto (!): Este cálculo crudo sugeriría 4 ohmios (o incluso 2) en lugar de 49 como punto de partida para la resistencia amortiguadora.

Repito: no he trabajado en energía industrial, así que eso es lo que me dicen los números. Agradecería el comentario de Andrew dados estos números.