¿Cómo selecciono los componentes que lo acompañan para un optoacoplador?

Estoy usando un optoacoplador ( MOC3021 ) para detectar el estado de encendido / apagado de un electrodoméstico usando un microcontrolador ATmega16L. ¿Cómo voy a hacer esto? Las especificaciones de mi fuente de alimentación principal son 230V, 50Hz. ¿Cómo diseño el circuito circundante y selecciono los valores de los componentes, como las resistencias?

EDITADO el 13 de junio de 2012 Nota: Esta es la primera vez que estoy resolviendo un circuito como este. Por favor envíe cualquier comentario útil. (incluidas las cosas que hice mal o cualquier mejora)

En referencia al esquema anterior. La idea es usar este circuito para determinar si la carga está encendida o apagada. El pin de salida del optoacoplador se conecta a una interrupción externa del microcontrolador que estoy usando, que es ATmega16L. La interrupción controlará el estado de la carga. Después de monitorear puedo alternar el estado de la carga usando un relé (el relé actúa como un mecanismo de control ) que se conecta al mismo microcontrolador.

Ahora, intenté calcular los valores de resistencia para R1, R2 y Rc. Tenga en cuenta que el microcontrolador VIL (max) = 0.2xVcc = 660mV y VIH (min) = 0.6xVcc = 1.98V y VIH (max) = Vcc + 0.5 = 3.8V.

Calcular Rc es bastante fácil. Cuando el transistor no conduce, la salida es alta (a 3.3V). Cuando el transistor conduce, la salida se baja. así que desde el punto de vista del microcontrolador, la salida alta significa que la carga está apagada y la salida baja significa que la carga está encendida.

Mirando la hoja de datos para SFH621A-3, usando un CTR mínimo de 34% a IF = 1mA. Por lo tanto, con una entrada de 1 mA, la salida será de 340 uA. Entonces, para que el microcontrolador detecte bajo voltaje desde la salida del optoacoplador, ¿puedo usar un valor de resistencia de 1Kohm? Para que la salida del optoacoplador tenga un voltaje de 340 mV (que está por debajo de VIL (máx.) )

Más sobre esto más tarde, ha sido un largo día.

EDITADO el 15 de junio de 2012

Nota: Solución de resistencias en la línea de alimentación (R1 y R2). Por favor revise mis cálculos y cualquier comentario apropiado.

Objetivo : el objetivo es mantener los LED * ENCENDIDOS ** durante un período de tiempo máximo en un medio período de 10 mS (período completo de 20 mS de 50 Hz). Digamos que los LED tienen que estar ENCENDIDOS durante el 90% del tiempo, lo que significa que los LED requieren al menos 1 mA de corriente durante el 90% del tiempo durante ese medio período, lo que significa que los LED estarán activos durante 9 mS en un medio período de 10 mS. Entonces, 9mS / 10mS = 0.9 * 180 ( medio período ) = 162 grados. Esto muestra que la corriente será de 1 mA entre 9 grados y 171 grados ( y menos de 1 mA de 0 grados a 9 grados y 171 grados a 180 grados ). No consideró que el tiempo de ENCENDIDO sea del 95%, ya que trabajar con números enteros es bueno y el 5% no hace ninguna diferencia, al menos en esta aplicación.

Pico pico = 230V x sqrt (2) = 325V. Teniendo en cuenta las tolerancias. Tolerancia mínima del 6%. 325 x 0,94 ( 100-6 ) x sin (9) = 47,8 V

Entonces, R1 ≤ (47.8V - 1.65V) / 1mA = 46.1 Kohms Elegir un valor menor que 46.1 Kohms de 39 Kohms (serie e12). Ahora que se elige una resistencia de menor valor en comparación con lo que se calculó, significa que la corriente a través de los diodos será mayor que 1 mA.

Cálculo de nueva corriente: ((325V x 110%) - 1.25V) / 39 Kohms = 9.1mA (demasiado cerca del máximo If de diodos). Volviendo a esto en un momento [Etiqueta - 1x]

Primero calcule las clasificaciones de potencia de la resistencia (considerando 39 Kohm) ((230 + 10%) ^ 2) / 39K = 1.64 vatios (demasiado alto).

Volviendo al cálculo [Etiqueta - 1x] Vamos a elegir dos resistencias de 22 Kohm. Juntos suman hasta 44 Kohm, que es bastante cercano 46.1 Kohm (calculado arriba)

Verificación de la potencia nominal de las dos resistencias combinadas: ((230 + 10%) ^ 2) / (2 x 22) Kohm = 1.45W. elija 22 resistencias Kohm, cada una con una potencia de 1W.

Ahora, después de todo esto, el CTR inicial fue del 34%, lo que significa que 1 mA estará a 340 µA de salida . Pero ahora, debido a las resistencias de 2x22 Kohm, la corriente será un poco más en la salida. Eso significa un mayor potencial a través de la resistencia pull-up Rc. ¿Habría algún problema para obtener una caída de voltaje por debajo de 500 mV en la salida del optoacoplador?

El MOC3021 es un optoacoplador con un gasto triac. Se utiliza para conducir un triac de potencia, por lo general, para cambiar los aparatos que funcionan con la red. Los triacs solo se pueden usar en circuitos de CA.

Necesita un optoacoplador con salida de transistor, preferiblemente uno con dos LED en antiparalelo en la entrada. El SFH620A es una parte así.

Los dos LED en antiparalelo aseguran que el transistor se active en ambos medios ciclos de la red. Muchos optoacopladores solo tienen 1 LED, eso funcionaría, pero le dan un pulso de salida de 10 ms en un período de 20 ms para 50 Hz. Debería colocar un diodo en antiparalelo a la entrada también en ese caso, para proteger el LED de sobretensión cuando se polariza en reversa.

$\mu$

$\Omega$$\mu$

$\mu$$\Omega$$\mu$

Si queremos tener un CTR de al menos 34% a 1 mA, tenemos que usar el SFH620A-3.

Si esto se controlara desde una fuente DC, casi estaríamos listos. Simplemente agregue R1 en serie con los LED, probablemente R2 no será necesario. Entonces R1$\leq$$V_{IN}$$V_{LED}$

$\times$$\leq$$\Omega$$\Omega$$\times$ $\sqrt{2}$ $\times$$\Omega$

$\Omega$$\Omega$, que no es un valor E24. Podemos elegir el valor E24 más cercano y verificar nuestros cálculos, o elegir un E96. Hagamos lo último.

Eso es todo amigos. :-)

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sugerí en el comentario que hay mucho más que debe tenerse en cuenta, esta respuesta podría ser 3 veces más larga. Existe, por ejemplo, la corriente de fuga de entrada del pin de E / S del AVR, que puede ser diez veces más alta que la del transistor. (No se preocupe, lo revisé y estamos a salvo).

$\times$ $V_{DD}$
tienen suficiente corriente de salida, es solo que la corriente de entrada de 1 mA es tan alta que necesitamos resistencias de potencia para ellos. Los Darlington no necesariamente resuelven esto si solo se especifican a 1 mA. Con un CTR del 600% obtendríamos una corriente de colector de 6 mA, pero no necesitamos eso. ¿No podemos hacer nada con el 1mA? Probablemente. Para el optoacoplador, mencioné que las características eléctricas solo hablan de 1 mA. Hay un gráfico en la hoja de datos, fig.5: CTR versus corriente directa, que muestra un CTR de más del 300% a 0.1 mA. Tienes que tener cuidado con estos gráficos. Mientras que las tablas a menudo le dan valores mínimos y / o máximos, los gráficos generalmente le dan valores típicos. Puede tener un 300%, pero puede ser menor. ¿Cuánto más bajo? No dice Si crea un solo producto, puede probarlo, pero puede '
$\mu$$\mu$

En mi otra respuesta, expliqué por qué no usé un optoacoplador Darlington allí: la razón principal es el voltaje de saturación del Darlington, que es mucho más alto que para un BJT común, puede ser tan alto como 1 V. Para el ATmega16L usted ' El uso del voltaje de entrada máximo para un nivel bajo es de 0.2 × VDD, o 0.66 V con un suministro de 3.3 V. El 1 V es demasiado alto.

Pero no es algo que no se pueda arreglar, solo requiere un par de componentes adicionales. Al mismo tiempo, también haremos algo con respecto a la corriente de entrada de 1 mA.

Para comenzar con la corriente de entrada, tuvimos que usar 1 mA porque la hoja de datos no mencionó nada más bajo, y luego puede intentar cosas, pero está solo, no hay garantías. La hoja de datos para el FOD816 , sin embargo, tiene un gráfico interesante.

Ese es. Este sí da CTR para corrientes de entrada tan bajas como 100 µA, e incluso es alto: 350% (recuerde que esto es un Darlington). Pero hay que tener cuidado con estos gráficos. Si bien las tablas a menudo le darán valores mínimos o máximos, este tipo de gráficos le proporcionarán valores típicos, a menos que se indique lo contrario. Entonces, ¿qué es mínimo? No lo sabemos, pero el 100% es seguro. Vamos por más seguridad y supongamos un CTR del 50%. Entonces, para 100 µA, obtendríamos 50 µA. A ver si es suficiente.

Esta es la etapa de salida modificada. El transistor de U1 es el foto-Darlington, que genera 50 µA cuando está encendido. Elija 10 µA para R4, por lo que su valor será 0.6 V / 10 µA = 60 kΩ. Volveré a la función de R4 más tarde.

$H_{FE}$ de mínimo 125, por lo que nuestra corriente de colector es mínimo 5 mA. Un R5 de mínimo 660 Ω es suficiente para que la salida sea baja. Como manejamos una entrada de microcontrolador de alta impedancia, no necesitamos los 5 mA, y también podríamos elegir 15 kΩ, de modo que limite la corriente a 220 µA. La fuga de entrada de 1 µA del puerto del controlador solo provocará una caída de 15 mV, por lo que está bien.

$\times$

R4 todavía necesita alguna explicación. Supongamos que lo omitimos. Entonces toda la corriente de Darlington va a T1. Cuando está apagado, la corriente de fuga del FOD816 (llamada "corriente oscura" en la hoja de datos) puede ser tan alta como 1 µA. T1 amplificará eso a 250 µA en el peor de los casos, lo que es suficiente para dejar 3,3 V en R5. Por lo tanto, la salida puede ser permanentemente baja.
Elegimos un valor de 60 kΩ para R4. Luego, mientras la caída de voltaje sea inferior a 0.6 V, toda la corriente de Darlington pasará por R4, y ninguna a través de T1, porque no se alcanza el voltaje mínimo del emisor base. Eso fue a 10 µA. Por lo tanto, la corriente oscura de 1 µA solo provocará una caída de 60 mV y no habrá corriente de base.

Tenemos valores para todos nuestros componentes, lo único que queda es aumentar las resistencias de entrada a 220 kΩ cada una. Puede usar resistencias de 1/4 W para eso.

Para calcular los parámetros del circuito, comience con lo que necesita en la salida y trabaje hacia atrás. 10 kΩ es un buen valor para el pullup en la salida. A menos que tenga requisitos inusuales, como el funcionamiento de la batería donde la baja potencia es importante, 10 kΩ es una buena compensación entre lo suficientemente bajo como para tirar de la línea de manera sólida contra fugas y ruido razonable, pero no tan bajo como para requerir demasiada corriente.

Cuando el transistor de salida en el opto se enciende, pondrá como máximo 3.3 V a través de Rc. 3.3 V / 10 kΩ = 330 µA, que es la corriente mínima que el transistor debe poder hundir. Desea un poco más para que la línea se mantenga firmemente baja cuando se supone que es baja. Yo diría que como mínimo debería poder hundir 500 µA, pero usaría 1 mA a menos que tenga una razón particular para cerrarlo.

Ahora que sabemos que la salida tiene que hundir 1 mA, miramos en la hoja de datos del opto para ver cómo necesitamos conducirlo para sacar ese 1 mA. Está utilizando la variante "-3" de esta parte, que según la primera página de la hoja de datos tiene una relación de transferencia de corriente mínima garantizada del 100%. Eso significa que el transistor puede absorber al menos la misma cantidad de corriente que pones a través de uno de los LED. Sin embargo, tenga en cuenta el pequeño "± 10 mA" por encima de las especificaciones CTR. Lo que esto realmente dice es que si pones 10 mA a través de los LED, entonces el transistor podrá hundir al menos 10 mA. En realidad no promete nada en ninguna otra corriente de entrada.

Mirando más a través de la hoja de datos, encontrará información adicional en la parte superior de la página 3. Aquí en realidad muestran el CTR para la entrada de 1 mA. Tenga en cuenta que ahora solo se garantiza que sea del 34%. Eso significa que para obtener la capacidad de sumidero de salida de 1 mA, debe conducir los LED con 1 mA / 34% = 2.9 mA, así que apuntemos a un mínimo absoluto de 3 mA.

Usted dice que el voltaje que debe detectarse es 230 V CA. Dado que es un seno, tendrá picos de 325 V. La señal de salida del opto va a un micro, por lo que no es necesario que sea una señal constante cuando se enciende. De hecho, es una buena idea que el micro pueda soportar interrupciones y fallas momentáneas. Probablemente mantendría un contador que disminuye cada ms cuando la señal está apagada y reinicio a algo así como 50 cuando está encendido. Eso significa que no debe ver ninguna señal durante 50 ms para declarar que la alimentación está apagada. Todo lo que se necesita es un pequeño error en el pico del ciclo de línea y este sistema funcionará bien. Tenga en cuenta que los picos del ciclo de línea ocurren cada 10 ms con una potencia de 50 Hz.

Entonces, veamos dónde estamos. Queremos tener un flujo de al menos 3 mA a través de los LED cuando el voltaje de alimentación sea de 325 V. Los LED caerán hasta 1,65 V (parte superior de la tabla inferior en la página 2), y esto aún debería funcionar con el voltaje de línea de alimentación razonable más bajo . Apuntemos a poder detectar un mínimo de 200 VCA, que es un pico de 283 V y 281 V después de la caída del LED. 281 V / 3 mA = 94 kΩ. En teoría, eso es todo lo que se necesita en serie con los LED para activar la salida al menos un poco una vez por pico de potencia.

En la práctica, es una buena idea agregar algo de margen. Desea que la salida se afirme durante una fracción finita razonable de cada medio ciclo, no solo se garantice que esté activada por un pequeño blip. Dado todo eso, reduciría a la mitad aproximadamente la resistencia a 47 kΩ. Eso activará sólidamente la salida para todas las condiciones razonables con un margen significativo.

Puede pensar que es todo lo que necesita hacer, pero espere, hay más. Piense lo que sucederá con un voltaje de línea alto, como 240 V. Los picos son 340 V, lo que causaría 7.2 mA a través de los LED. Debe verificar la corriente LED máxima permitida, que es de 60 mA, por lo que está bien. Sin embargo, considere la disipación de potencia en la resistencia. Si decimos que la tensión de la línea de los casos es de 240 V, entonces el poder de entrar en la resistencia (haciendo caso omiso de la caída de tensión LED) es (240 V) ² /47 kW = 1,23 W. Eso debería ser al menos "2 W" resistencia entonces, y se calentará notablemente.

Otro problema es que se debe considerar la clasificación de voltaje de la resistencia. Debe ser capaz de resistir los picos de 340 V, por lo que, en general, necesita una resistencia de 47 kΩ con capacidad para 2 W y 400 V. Se pueden encontrar, pero puede ser más simple usar varias resistencias en serie. Eso extiende el voltaje pico y la disipación de potencia entre las resistencias en serie. Cuatro resistencias de 12 kΩ harían esto y solo disiparían 300 mW y verían 85 V cada una. Será más fácil de encontrar y más barato que una sola resistencia, a menos que este sea un producto de gran volumen en el que pueda comprar cosas en grandes cantidades. Entonces, la respuesta a la pregunta que se hace es colocar cuatro resistencias ordinarias de 12 kΩ y 1/2 vatios en serie con los LED.

Tenga en cuenta que no es necesario dividirlos a cada lado del opto mientras muestra R1 y R2. Solo tiene que haber una resistencia única en serie con los LED en alguna parte. Dado que esta resistencia está compuesta de cuatro resistencias individuales en este caso, puede dividirlas de la forma que desee para que las cosas funcionen mejor mecánicamente en el lado de alto voltaje del circuito. Preferiblemente, serían de extremo a extremo para maximizar la ruta de creación para el alto voltaje y extender el calor.

Sin embargo, realmente no me gusta este optoacoplador para esta aplicación, ya que tiene una relación de transferencia de corriente tan baja, que nos obliga a proporcionar una gran cantidad de corriente LED, lo que hace que se consuma mucha energía en la resistencia. Para este tipo de aplicación donde la alta relación de transferencia de corriente es útil y la velocidad no importa mucho, me gusta el FOD817 barato y disponible. Las versiones D de esta parte tienen un CTR garantizado de 3x a 5 mA. No dicen exactamente qué obtienes 1 mA, pero es una apuesta bastante segura que la salida puede hundir al menos 1 mA con 1 mA.

El FOD817 tiene un solo LED, pero es fácil de manejar (el FOD814 tiene LED consecutivos, pero está menos disponible y no viene en algunas de las variantes de mayor ganancia). Usando el esquema de 50 ms descrito anteriormente, no hay problema si obtiene un pulso una vez por ciclo de línea, que es cada 20 ms. Coloque un diodo en serie con el LED además de las resistencias, y una resistencia de alto valor a través del LED para asegurarse de que no vea un alto voltaje inverso debido a una pequeña fuga de diodo. 100 kΩ está bien, y es lo suficientemente alto como para que su corriente sea irrelevante para nuestros otros cálculos. Otra ventaja de esto es que no solo obtiene una menor disipación de energía debido a que requiere menos corriente de LED, sino que obtiene otro factor de dos reducciones de energía debido a que el LED solo se conduce en una dirección.

Así que aquí está mi respuesta final:

Si está buscando un CTR muy alto para este tipo de aplicación, consulte la serie Liteon LTV-8xxx . 600% min. a 1 mA SI.