Detección de corriente nA a mA

Necesito detectar la corriente de un MCU objetivo a través de varios períodos de su estado de encendido / reposo / apagado y luego necesito enviar estos datos nuevamente a otra MCU de interfaz para leer el valor. Ambos estarán en la misma placa, alimentados por USB de 5 V.

Sin embargo, estos son los requisitos que tengo:

1. PSU USB de 5 V
2. Debe poder detectar corrientes en el rango de nA a mA con alta precisión / precisión. (Calculo 1 nA a 500 mA)
3. Solo mida la corriente de la MCU de destino y no la interfaz.
4. Debe emitir un máximo de 3.3 V interfaz MCU

He visto las opciones disponibles y los amplificadores de detección de corriente de Texas Instruments no pueden detectar nA debido a las corrientes de polarización más altas. Por lo tanto, siento que necesitaría un amplificador de precisión.

Sin embargo, estoy atascado en cómo proceder con esto porque, de alguna manera, necesito tener un rango de corriente dinámico automático y soy bastante nuevo en la detección de corriente y no estoy realmente seguro de todos los detalles.

TL; DR

Se presenta un circuito basado en una topología de regulador, estable en cualquier carga capacitiva, que incluye un diodo en serie con la corriente de salida. El voltaje desarrollado a través de este diodo es nominalmente el registro de la corriente, lo que permite medir un rango muy amplio de corriente con un solo rango de voltaje. Se ha demostrado una excelente estabilidad dinámica en la simulación.

A baja corriente, el circuito es ruidoso y lento (no es una gran sorpresa). Los resultados actuales muestran un ruido de +/- 5% rms a bajas corrientes, para tiempos de estabilización de 10uS para corrientes de 1uA y superiores, aumentando a 1 segundo el tiempo de estabilización para corrientes de hasta 1nA.

/ TL; DR

Sospecho que no necesitas una alta precisión. Solo cree que lo hace debido al gran rango de nA a 500mA. Obviamente, +/- 1nA a 500 mA requeriría precisión de colosal. Sospecho que sería útil +/- 10% a 500 mA simultáneamente con +/- 10% a unos pocos nA y un rango único para cubrir ambos sin conmutación.

El pensamiento inicial, que arrojé como sugerencia inicialmente, se muestra en la parte inferior de la publicación como referencia.

Lamentablemente tiene un defecto fatal. Si bien puede indicar 1nA lo suficientemente bien, a medida que la corriente aumenta repentinamente, la salida opamp no se mueve inicialmente, debido tanto a su compensación interna como a C1. Como resultado, el voltaje de salida cae en más de 1v (necesario para que la corriente fluya a través de Q1 y D1) por un momento, lo que avergonzaría severamente cualquier MCU suministrada por esa línea.

La 'solución' es incorporar la capacitancia de desacoplamiento de riel MCU en el análisis. Sin embargo, el C adicional en la línea MCU provoca inestabilidad, ya que está en derivación con la entrada de inversión opamp y prácticamente no compensable en el amplio rango que deseamos.

Entonces, el siguiente pensamiento fue 'esto es básicamente un amplificador de transimpedancia, aunque con una resistencia de retroalimentación muy no lineal, ¿cómo son estables?' Una búsqueda rápida de esos me llevó al artículo de Bob Pease (RAP de Nat Semi, Bob Pease, debe leer para cualquier diseñador analógico. Si no toma nada más de esta respuesta, ¡desenterre y lea algunas de sus cosas!)

Rápidamente se hizo evidente que la capacidad asumida en el nodo inversor del amplificador operacional, aunque grande en comparación con pF, era muy pequeña en comparación con el 10uF que podríamos encontrar en una línea VCC, y el ajuste de alta velocidad asumió una resistencia de retroalimentación constante, por lo que esta topología no fue un iniciador.

Entonces pensé, si no vamos a reducir la MCU cuando cambie la corriente, debe comportarse como un regulador. Recordé los problemas de condensador de salida de tantalio versus cerámica de LDO. Las arquitecturas que dependen de la ESR de medio ohmio de un tantalio para ser estables no son estables con la cerámica. Cuando se cambia la topología para tolerar la ESR cero de la cerámica, pueden tolerar cualquier valor grande por encima del mínimo especificado.

Para hacer frente a un condensador de salida grande, está diseñado para ser el polo dominante, con una fuente de corriente de salida que lo convierte en un integrador, manteniendo el resto de la cadena de control con un cambio de fase de menos de 45 grados. Una vez que se ha realizado ese giro, el condensador de salida puede ser de cualquier tamaño más grande, y el LDO seguirá siendo estable. El condensador de salida del regulador proporciona toda la retención de voltaje durante un evento de cambio de corriente.

Ahora busqué notas de la aplicación LDO. Este es el nuevo diseño como resultado. Es ampliamente similar al original en concepto de CC, pero se construye alrededor del condensador de salida y utiliza los trucos empleados por los LDO diseñados para cerámica, para obtener suficiente estabilidad.

Análisis

Q2 es el dispositivo PNP de paso en serie, configurado con R2 como salida de corriente. Ese tipo particular es 1 Amp, 200 hfe 150, 50v, 400MHz ft, parte de calidad de cocción que estaba en la biblioteca LTSpice. I1 lo polariza a 10 mA nominales, para reducir el delta V requerido cuando de repente se requiere aumentar la corriente desde cero, y proporcionar un sumidero de corriente sustancial para hacer frente a una reducción repentina en la salida de corriente.

D1 es nuestro viejo amigo, el elemento no lineal a través del cual la corriente de salida desarrolla el voltaje de registro. He usado 1n4148 como estaba en la biblioteca. Se une por R1, para definir el extremo inferior del rango de corriente (10mV para 1nA), D3 para atrapar voltajes inversos cuando la corriente disminuye repentinamente, y C2 a medida que mejora la estabilidad y el sobreimpulso de salida. Tenga en cuenta que si el 1N4148 se reemplaza por tipos más robustos 1n400x, su capacidad más alta será completamente absorbida por C2, por lo que están suficientemente modelados para la estabilidad.

Hubiera modelado un TL071. Primero probé un LTC1150 que tenía un GBW de 1.5MHz, pero luché por lograr una estabilidad razonable. Luego cambié al LT1022 que se muestra. Esto es un poco más rápido a 8MHz GBW, pero hay muchas partes mucho más rápidas.

La red a su alrededor incluye R3 para detectar 0v, C3 para estabilidad y R4 para agregar un cero a C3, como se sugiere en las notas de la aplicación LDO. Con estos valores, obtenidos por hope'n'poke, ya no está mal. Estoy seguro de que podría ser mejor con un poco de análisis adecuado. En lugar de usar un amplificador estable de ganancia unitaria aún más rápido, debería ser mejor usar uno que esté descompensado.

Ciertamente se ve lo suficientemente estable para el propósito. Cualquiera que construya este circuito para usar con ira puede encontrar algunos parásitos más no modelados que reducen la estabilidad, pero sugeriría que comiencen con un amplificador aún más rápido para tener más espacio para los codos.

I2 proporciona la carga actual dependiente del tiempo para la demostración. Como puede ver en la cadena de parámetros, está girando de 100pA a 100mA con una vida útil de 100nS (por lo que cambia la corriente en un ciclo de 10MHz) y regresa nuevamente. El diodo D2 proporciona una forma conveniente para que la simulación muestre la corriente de registro, y no es parte del circuito objetivo.

Al hacer simulaciones, prefiero tener toda la 'acción' alrededor de 0v, así que para los carriles de -5, 0v y + 5v que se muestran aquí, lea 0v, + 5v y + 10v respectivamente para la aplicación del OP.

Esta es la trama transitoria general

El valor de CC inicial del voltaje de salida es 0.5mV para 100pA, y cuando paso de 1nA, es de aproximadamente 5mV, por lo que tenemos una discriminación sensible, y por debajo, del nivel de 1nA.

Hay un ligero exceso del valor de medición cuando aumenta la corriente.

La rotación alcanza los límites del diodo cuando la corriente disminuye. También hay una cola de lectura de 20 ms cuando se cambia de 100 mA a 100 pA, no sé cómo mejorar eso, tal vez alguien tenga una sugerencia. La cola todavía está presente cuando se cambia a 10nA, pero cuando se baja a 100nA o más, la cola está ausente. Para esta aplicación, me imagino que está bien.

En las siguientes tres parcelas, observamos la importante estabilidad del voltaje del riel de salida.

En el aumento de 100pA a 100mA

El transitorio ferroviario ascendente es de solo 12 mV y tiene un ritmo muerto. No encontrará muchos LDO comerciales que ofrezcan ese tipo de rendimiento para un cambio de corriente tan violento.

y en el camino de regreso a 100pA

Sin D3 para proporcionar conducción inversa, Vmeas se movería hacia el riel -ve por un tiempo en lugar de -0.6v.

El transitorio ferroviario descendente también está limitado a 12mV. Puede ver el giro descendente limitado por la velocidad que es el resultado del sumidero de corriente I1.

No voy a decir que es una prueba de principio, pero creo que es una muy buena prueba de plausibilidad. La simulación incluye muchos parásitos, Q2 Miller C, la compensación del opamp, y con un rendimiento que rivaliza con un LDO, creo que es una base bastante buena para comenzar a desarrollar algo que pueda alimentar un MCU, a diferentes corrientes, leyendo sobre un gran rango.

Esto muestra Vmeas como la salida. Como se indica en la publicación original, la precisión térmica mejorará si se mide con respecto a otro diodo a la misma temperatura. Vmeas es una salida de baja impedancia, por lo que es muy sencillo hacerlo con un amplificador diferencial simple.

Como antes, reemplazar R1 con una resistencia de menor valor dará una salida de rango lineal más precisa para los voltajes para los cuales D1 no está conduciendo.

Problemas de ruido

Ahora que se ha desarrollado un circuito estable, podemos comenzar a observar el ruido. El siguiente gráfico muestra la ganancia de la entrada del amplificador operacional, con un condensador de 1nF instalado en C2. Las curvas cubren 100pA a 100mA. Las curvas de 100pA y 1nA son indistinguibles en azul brillante y muy cerca de la curva roja de 10nA. 1uA es rosa, 1mA es azul oscuro, la curva de 100mA es más baja que la púrpura.

El uso de la simulación .noise de LTSpice, y el uso de la medida. Para integrar el ruido de salida en un ancho de banda de 10mHz a 10MHz, el uso de un condensador de 33nF para C2, resultó en un ruido rms relativamente constante de 2mV para las corrientes de 1nA a 100uA, con el ruido cayendo a medida que aumentaban las corrientes a alrededor de 100uV rms a 100mA.

La penalización del mayor valor de C3 se incrementó el tiempo de asentamiento después de una reducción de paso en la corriente. El tiempo dentro de 1mV del valor final fue de aproximadamente 10mS a 1uA, 60mS a 100nA, 500mS a 10nA y 900mS a 1nA.

El amplificador operacional actual, LT1022, reclama varios 10 s de nV a 1 kHz. El artículo del amplificador de transimpedancia de Bob Pease mencionado anteriormente sugiere que 3nV es factible con una entrada FET de baja corriente, utilizando FET discretos de bajo ruido como el extremo frontal de un amplificador compuesto. El uso de un opamp mejorado de este tipo debería reducir los niveles de ruido en un orden de magnitud.

Esta es la sugerencia original, para referencia.

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

El opamp servo la corriente a través de Q1 y D1 para mantener el voltaje de salida a 5v, por lo que su MCU siempre está viendo su voltaje de funcionamiento correcto.

El voltaje que mide entre los dos diodos es proporcional al registro de la relación de corriente D1 a corriente D2. Si bien puede trabajar con el voltaje solo en D1, depende de la temperatura. Este método usa D2 para compensar esa dependencia.

Debe poder detectar corrientes en el rango de nA a mA con alta precisión / precisión. (Calculo 1 nA a 500 mA)

Y....

Necesito sentir la corriente de un MCU objetivo a través de varios períodos de su estado encendido / sueño / apagado

OK, suponiendo que colocará una resistencia de valor pequeño en la alimentación de energía, esa resistencia no debe "caer" más de (digamos) 0.1 voltios a 500 mA. Si cayó un voltaje significativo, entonces está comprometiendo la medición y posiblemente haciendo que el dispositivo objetivo funcione a un voltaje demasiado bajo.

Entonces, 500 mA y 0.1 voltios requieren una resistencia de valor 0.2 ohmios. Ahora, esa resistencia cuando se alimenta 1 nA producirá un voltaje de medición de 0.2 nV.

¿Ves el primer problema? Realmente no hay una tecnología barata y confiable que pueda hacer esto porque cualquier amplificador operacional tendrá un ruido significativamente mayor que el que está tratando de medir y, dado que parece querer hacer mediciones dinámicas, su ancho de banda requerido puede ser decenas de kHz y solo medirás el ruido!

EDITAR - consideraciones de amplificador de registro

1. Asumir un ancho de banda de ruido de 10 kHz (alrededor de un ancho de banda de señal de 7 kHz para medir adecuadamente los cambios en la corriente del objetivo), significa que un amplificador operacional con ruido de voltaje de 1 nV / sqrt (Hz) tiene el equivalente a 100 nV RMS en el entrada no invertida. Un amplificador operacional con este bajo valor de ruido es una bestia rara y viene con una serie de otros problemas que persiguen este diseño.
2. El uso de un diodo en el circuito de retroalimentación parece atractivo, pero cuando se entregan aproximadamente 100 nA a la carga, tendrá quizás 300 mV a través de él. Como impedancia, esto establece la ganancia de ruido del circuito del amplificador operacional. Entonces, 300 mV / 100 nA es una resistencia dinámica de 3 Mohms y este valor de resistencia solo aumentará a medida que la corriente de suministro caiga por debajo de 100 nA, es decir, las cosas empeorarán con las corrientes más bajas.
3. Esa resistencia (la resistencia dinámica del diodo en el circuito de retroalimentación), junto con la impedancia dinámica de la carga, produce ganancia de ruido en el circuito del amplificador operacional, por lo tanto, si la impedancia dinámica de la carga es de 1 ohmio, entonces la ganancia de ruido es 3,000,000 (asumiendo que el amplificador operacional podría entregar este circuito abierto).
4. El ruido de entrada del amplificador operacional (como se mencionó anteriormente) es de 100 nV RMS o (usando 6 sigma), 600 nV pp. La mitad de esto se descarta debido al bloqueo del diodo, lo que deja 300 nV amplificado por 3,000,000 y, por lo tanto, potencialmente produce un voltaje pico de 0.9 voltios.
5. Este es el voltaje de ruido "potencial" que podría verse en la salida del amplificador logarítmico. Sin embargo, si el ruido de voltaje sube por encima de 300 mV, entonces la impedancia dinámica del diodo cae de 3 Mohm y la ganancia se reduce, y el resultado final de todo esto es que el voltaje de ruido pico probablemente encontrará un nivel máximo de aproximadamente 400 mV. Pero, hasta ese punto (0 nA a 100 nA) todas las apuestas están apagadas tratando de obtener una medición decente.

Si la impedancia dinámica de la carga es de 10 ohmios (en lugar de 1 ohmio), esa es una historia diferente, pero esto será posible dada la probabilidad de topes de 100 nF en los rieles de potencia y la posible presencia de valores más altos.

¿Qué tan difícil será encontrar un amplificador operacional con un ruido de fuente de voltaje tan bajo que tenga corrientes de ruido de entrada realmente bajas? Recuerde también que para la mayoría de los amplificadores operacionales, el voltaje de ruido aumenta dramáticamente a medida que la frecuencia cae por debajo de (aproximadamente) 100 Hz, por lo que este es un problema real.

Entonces, para que un amplificador de registro funcione, el ancho de banda debe restringirse significativamente, pero ¿esto le da al OP la oportunidad de medir adecuadamente los cambios dinámicos de corriente cuando (por ejemplo) el MCU objetivo ejecuta diferentes rutinas?

Mientras no necesite un cambio rápido de la ganancia. Podría hacer un circuito opamp TIA con relés que se utilizan para cambiar la resistencia de retroalimentación al llegar al extremo superior e inferior de los rangos. Superar ~ 10-30 mA es difícil para el opamp típico, por lo que el rango alto necesita un poco más de reflexión. ¿Necesitas sentir las corrientes bipolares?

La medición de corriente en un rango tan amplio sin pérdida de precisión significativa requiere un circuito de detección de corriente con resistencia ajustable. Por lo general, se trata de un conjunto de resistencias con diferentes valores emparejados con FET o simplemente de transistores FET conectados en serie. Este circuito es impulsado por un circuito de retroalimentación: cuando la corriente medida cambia, cualquiera de los valores de resistencia se cambia de voltaje de puerta FET ajustado. Agilent implementa el último método en algunas de sus fuentes de alimentación.